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混合能源汽车中一种宽电压增益范围的开关电容双向DC-DC变换器

摘要：提出了一种适用于混合能源电动汽车的高升降压电压增益开关电容双向DC-DC变换器。该变换器具有电路简单、元件数量少、电压增益范围宽、电压应力小、接地方便等优点。此外，同步整流器允许零电压开关开关，不需要任何额外的缓冲装置，提高了转换器的效率。现已研制了一台300w样机，采用变低压侧(40-100V)和恒高压侧(300V)对变频器的宽电压增益范围进行了验证，降压和升压时变频器的最大效率分别为94.45%和94.39%。实验结果也验证了该拓扑电路的可行性和有效性。

关键字：双向DC-DC变换器(BDC) 电动汽车(EVs) 混合能源系统(HESS) 开关电容 同步整流 宽电压增益范围

一．介绍

为应对以化石燃料作为主要能源的交通工具(包括减少库存和污染排放)的挑战，低排放或零排放电池驱动的电动汽车越来越受欢迎。虽然电池的发展进步可以为电动汽车提供更高的群体性能，但无数次充电或放电电流(即电池产生的冲击电流)会缩短电池的循环寿命，降低效率。将电池和超级电容器组合作为混合能源系统(HESS)用于电动汽车被认为是一种提高整车效率和电池寿命的好方法。超级电容器具有功率密度高、寿命长、充放电效率高等优点。

他们还可以瞬间提供一个大的瞬态功率，因此，适合于满足电动汽车功率的突然变化，如加速度或斜面。HESS充分利用了电池和超级电容器的性能:超级电容器为蓄电池提供加速和再生制动的电能，满足长距离运行时的高储能密度要求。HESS面临的一个挑战是，超级电容器的终端电压很低，在充电或放电时变化范围很大。因此，HESS需要一个电压增益范围较宽的双向DC-DC转换器来连接低压超级电容器和高压直流母线。

双向DC-DC变换器有两大类，即隔离变换器和非隔离变换器。隔离转换器，如半桥和全桥拓扑是使用变压器[6]-[8]实现的。另外，[6]中的半桥变换器需要一个中心抽头变压器，结构复杂，[7]和[8]中的全桥变换器需要更多的半导体器件。高频变压器和耦合电感可用于隔离变换器中，以获得较高的升降率[9]-[11]。而在[9]中，双向潮流的实现需要十个功率半导体器件和两个电感。[10]的变频器除变压器外还需要两个电感，[11]的变频器使用三个电感。这些变换结构复杂，成本高，设计难度大。当高频变压器匝数比增加时，绕组匝数相应增加，变压器的漏感会在开关过渡过程中导致主半导体上出现高电压尖峰。为了减小漏感引起的电压应力，提出了一种带有源箝位电路的BDC和带反激缓冲电路的全桥BDC。[14]中的双有源桥变换器和[15]中的移相全桥变换器也利用漏感实现软开关，将存储在漏感中的能量转移到负载上。当输入和输出电压与变压器匝数比不匹配时，功率开关损耗将急剧增加，从而降低了变频器的效率。

对于非孤立拓扑结构，如Cuk和Sepic/zeta转换器，它们的效率较低，因为它们使用两个功率级联结构。传统的buck-boost变换器由于其高效率和低成本的优点，是低压应用的理想选择。但由于半导体具有电压转换范围窄、电压应力高、占空比大等缺点，不适合应用于电动汽车HESS。在[19]中，BDC的电压增益得到了很大的提高，但是功率半导体的电压应力仍然等于高压侧的电压应力。[20]和[21]双向三电平DC-DC变换器的功率半导体跨电压应力为传统buck-boost变换器的一半，但其电压增益范围仍然较小。此外，该变频器的低压侧和高压侧的接地采用功率半导体连接，因此两者之间的电位差为高频脉宽调制(PWM)电压，这可能会导致额外的维护问题和电磁干扰(EMI)问题。[22]中双向三电平DC-DC变换器的低压侧和高压侧具有共同点，但该变换器的电压增益仍然有限。此外，该变换器需要复杂的控制方案来平衡飞跨电容的电压。双向电压高转化率和有较低的电压应力的功率半导体，[23]中转换器可以通过与一个合理的负载比来实现。但变换器仍存在许多问题,如大量的组件,以及高频PWM电压之间的低压和高压。[24]中的多电平变换器可以在低电压应力的情况下，通过功率半导体实现高电压增益。然而，这种变换器需要更多的功率半导体，这就导致了更高的损耗和成本。

开关电容变换器结构和控制策略简单，易于扩展。它们利用不同的充放电路径将能量传递到低压侧或高压侧，从而获得高电压增益。因此，开关电容变换器被认为是将超级电容器与高压直流母线连接的有效解决方案。在[25]和[26]中提出了单电容双向开关电容转换器，但其效率较低。通过软交换技术提高了[27]变频器的效率，但需要增加许多额外的部件。Peng et al.[28]等人提出了一种跨功率半导体的极低电压应力的多级双向变换器，但需要12个半导体，且电压增益低、控制复杂、结构复杂等缺点限制了其应用。[29]和[30]中的高压增益BDCs只需要4个功率半导体器件。而[29]变流器的最大电压应力为高压侧，[30]变流器的最大电压应力高于高压侧，会增加开关损耗，降低变流器的转换效率。[31]中的双向变换器只需要三种半导体，但其电压增益范围仍然很小。此外，该变流器的低压侧和高压侧接地由电感连接，也会产生额外的电磁干扰问题。最后，[32]中的变频器大大提高了转换效率，但它需要三个电感和更多的功率半导体，这增加了传导损耗，使设计更具挑战性。指数型开关电容变换器虽然具有较高的升压能力，但由于涉及多个不同的高电压级别[33]，因此相对于开关和电容电压应力而言，指数型开关电容变换器的运行相对较差。

图1所示。提出了开关电容BDC的拓扑结构。

为满足电动汽车HESS超级电容器双向变换器的要求，本文提出了一种采用同步整流的高比例BDC，如图1所示。该变换器的主要贡献在于，在需要较少元器件的情况下，具有较宽电压增益范围和较低电压应力的综合优势。此外，同步整流器允许ZVS打开和关闭，不需要任何额外的硬件。从而提高了功率转换的效率，也提高了功率开关的利用率。该变换器虽然具有较高的电压增益，但由于不需要磁耦合，因此可以简化变换器的设计。最后，由于该变换器的输入电感可以提供连续的电流，且开关电容在动态平衡开关电容电压的作用下也能得到有效的利用，因此该变换器适合于电动汽车的应用。

论文组成如下。第二节给出了开关电容BDC的拓扑结构，第三节分析了该变换器的工作原理，第四节分析了变频器的稳态特性，第五节给出了实验结果。

1. 提出了转换器

图1显示了该开关电容下死点,由四个功率半导体minus;,四个电容和一个电感L。和是储能/过滤器低压和高压电容器,, 切换电容器。L是一种储能/滤波电感。此外,功率半导体minus;,,,形成开关电容网络,包括开关电容单位minus;,minus;,minus;，、为通过低压侧和高压侧的电流，、、、分别为、、和上的电压。

图2.该变换器的典型升压波形.

三、工作原理

为简化该变频器的稳态分析，假设其工作条件为:1)将该变频器的所有功率半导体和储能元件均视为理想状态，且该变频器工作在连续导电模式下。所有的电容都足够大，每个电容电压在每个开关周期内都被认为是恒定的。

A.升压模式

当能量从低压侧流向高压侧时，通过控制功率半导体和、、的反并联二极管，输出电压由升高。、、、是对应的电源开关在升压模式下的电压应力。=为的占空比。图2为升压模式下的典型波形，图3为所提变换器的电流流动路径。

模式一:打开功率半导体，的反并联二极管打开，和的反并联二极管关闭。所述变换器的电流流动路径如图2(a)所示。直流源的能量传递给电感器l，同时由电容充电。为负载提供能量。

模式二:功率半导体和的反并联二极管关闭，和的反并联二极管打开。该变流器的电流流动路径如图2(b)所示。电感L释放电能给充电，放电，充电。直流电源、L和为负载提供能量。

如图2和图3所示，所述开关电容双向变换器在升压模式下工作时，电流流入相应的反并联二极管。这将导致更低的效率，以及更低的功率半导体的利用率。因此，本文进一步提出了一种同步整流的高阶降压比开关电容BDC。

图4为所提出的开关电容BDC升压同步整流的工作原理。功率半导体根据如图4(a)所示的栅极信号开关。在静止时间，电流必须在相应的反并联二极管中流动，如图4(b)所示。否则，通过图4(a)所示的栅极信号、和，由

图3.提出的变流器在升压模式下的电流流动路径.(a)模式I =1。(b)模式II =0.

图4.提出的双向变换器的同步整流工作原理.(a)升压模式下的门信号和死区时间.(b)升压模式下的电流路径.

于通态电阻和通态电压降较低，电流将在受控功率半导体、和中流动。另外，当、、同步整流运行时，截止时间提前关闭门信号。在空载时间，电流流入对应的、、的反并联二极管，由于反并联二极管的正向压

图5.该变换器降压时的典型波形

降，其上的电压应力接近于零，如图4(b)所示。因此，受控MOSFETS管的, , 与ZVS之间关断。同样的，通过延迟的死区时间来打开、和的门信号。在的死区时间内，电流在相应的、、的反并联二极管中流动，然后由于它们的通态电阻较低，在、、的受控MOSFETS管中流动，如图4(b)所示。因此，受控MOSFETS管的,,与ZVS之间开通。从而可以进一步提高变频器的效率。

B.降压模式

当能量从高压侧流向低压侧时，通过控制功率半导体、、和的反并联二极管，输出电压从降下来。、、、为降压模式下对应电源开关的电压应力。和的关系可以写成==，其中和分别是和的占空比。图5为降压模式下的典型波形，图6为所提变换器的电流流动路径。

模式一:打开功率半导体和，关闭功率半导体和的反并联二极管，如图6(a)所示。L从电容充电。同时，从和充电，直流电源、L和为负载提供能量。

模式二:功率半导体和的反并联二极管打开，功率半导体和关闭。所述变换器的电流流动路径如图6(b)所示。L是卸货。同时由电容充电，由充电，L为负载提供能量。

图7所示为降压模式下所提开关电容BDC的同步整流工作原理。功率半导体、、开关根据门信号, , ，如图7(a)所示。在截止时间内，电

图6.降压模式下变流器的电流路径.(a)模式I =101。(b)模式II =010.

流必须在对应的反并联二极管中流动，如图7(b)所示。另一方面，由于栅极信号的通态电阻和通态电压降较低，电流可以在受控功率半导体中流动，如图7(a)所示。因此，同步整流器的可控MOSFETS管也可以通过ZVS开关。

C.双向潮流控制策略

根据前述工作原理，双向潮流控制策略如图8所示，实验构型框图如图8(a)所示。通过对传感器采样得到电压、和电流，并在TMS320F28335 DSP控制器上实现变频器电压和电流回路。

如图8(b)所示，采用TMS320F28335 DSP控制器计算得到的潮流控制信号，提出的BDC在升压模式和降压模式之间进行切换。当=0时，电压运行在升压模式，电压由电压控制器通过电压回路中的参考电压进行控制。同时，电流控制器利用电流环中的参考电流控制反馈电流。相应的脉宽调制方案,如图所示。选择2和4(a)生成门信号minus;的升压模式。

同理，当=1时，变频器工作在降压模式:电压由电压控制器根据参考电压控制，反馈电流由电流控制器采用参考电流控

图7.提出的双向变换器的同步整流工作原理。(a)降压模式下的门信号和截止时间.(b)降压模式下的电流路径.

图8.双向潮流控制策略.(a)实验配置的框图表示.(b)实现双闭环控制策略.

制(与参考电流极性相反)。相应的脉宽调制方案,如图所示。在降压模式下，5和7(b)也选择产生门信号minus;。

四、稳态特性分析

A.稳态时电压增益

1）升压模式电压增益:如图2、3(a)所示，=1时，、并联，、两端电压相等。根据图3(a)、(b)和L上的伏安平衡原理，可得:

(1)

因此，化简(1)可得下列等式:

(2)

根据能量守恒定律,。因此：

(3)

其中，和分别为升压模式下的和的平均电流。根据(2),该变换器的电压增益升压模式，它是两倍的电压增益传统buck-boost转换器。另外，和的电压应力可以降低到输出电压的一半。

2）降压模式电压增益:如图5、6(b)所示，当=010时，、并联，使、电压相等。根据图6(a)、(b)，根据L上的伏安平衡原理，可得:

(4)

因此，通过简化上式，可得：

(5)

根据，代入

(6)

其中，和分别为降压模式下的和的平均电流。由(5)可知，降压模式下变换器的电压增益为，为传统buck-boost变换器电压增益的一半。另外，和的电压应力仍然是输入电压的一半。

B.功率半导体的电压和电流应力

1)电压应力:如图3(a)所示，升压模式下，如图6(b)所示，降压模式下，打开，关闭，与并联。因此，和的电压是相等的。同样，其他功率半导体之间的电压也可以得到。根据升压模式的（2）式和降压模式的（5）式，功率半导体的电压应力可以写成：

（7）

由（7）式可知，所有功率半导体和电容的电压应力均是的一半。

1. 电流应力：根据图3和（3）式，升压模式下的功率半导体的电流应力，可以通过,和运用安倍秒原则来得到：

（8）

同理，根据图6和（6

资料编号：[5748]