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IET电力电子

研究文章

用于电动车辆应用的使用连续电流模式的软开关正向DC-DC转换器

发布于1755-4535

2014年7月23日收到2015年3月

12日修订2015年4月15日接受doi：10.1049 / iet- pel.2014.0581www.ietdl.org

费德里科·马丁·伊巴内兹 ✉, jose martin echeverria, daniel Astigarraga, luis fontan

CEIT电子与通信部门，Manuel de Lardizabal，15,20.018，西班牙圣塞巴斯蒂安

✉电子邮件：fmibanez@ceit.es

摘要：本研究介绍了一种新技术的分析和设计，该技术通过降低开关损耗来提高传统正激DC-DC转换器的效率，并对设计人员的电路和详细信息进行全面分析。转换器使用电流控制模式触发开关。为了使用这种控制模式，在输入端口提供均衡电路， 以保证每个半开关周期内的电压相等;否则，不能应用当前的控制模式。提供了一个5 kW的降压（从350-500到28.8 V）原型， 并与传统的硬开关正激转换器进行了比较，用于全电动汽车应用。此外，还介绍了小信号特性和负载变化的动态响应。获得 的效率提高超过2％。

介绍

电动汽车（EV）需求的增长是能源存储系统（ESS）发展的主要推动力，例如电池和超级电容器系统。由于其再生制动技术[1]，ESS可以节省能源，并且它们还可以大大减少城市中的CO2 排放[2]。电动汽车包括一个需要提供大量电力并储存足够能量的ESS，以便拥有足够的自主权。这个复杂的系统通常有两个ESS：一个用于提供牵引力（PESS），另一个用于辅助ESS（AESS），用于为控制系统和配件提供能量，如空调，多媒体系统，GPS导航仪（全球定位系统导航仪）等。每个ESS与另一个ESS电隔离。电池充电器为PESS提供能量，并在内部将部分能量传递给AESS和辅助系统。图1给出了普通电动汽车动力链的基本框图。将能量从PESS传递到AESS的内部子系统是辅助DC / DC转换器。这种DC / DC转换器是本文的重点，具有重要的体积和效率限制。通过选择软开关（ss）转换器，可以增加转换器的频率，从而减少磁性元件和整个转换器的体积。磁性元件基于平面技术[3,4]，以改善热传递并减小体积。这种类型的元件通常可在30 kHz以上使用，因此必须采用ss来降低开关损耗。

有许多拓扑用于实现ss DC / DC

转换器，但在这种情况下，只能应用隔离电路。该应用的通用电路是双开关正激变换器（TSFC）。基本电路有几种替代方案可以提高效率;例如，在[5-7]中，修改了两个并行的TSFC以实现ss，从而允许它们提高效率。但是，这些电路有两个变压器和一个电感器，可以增加转换器的体积。类似的情况在[8]中示出，其提出了一种有源缓冲器。但是，它增加了许多组件并保留了两个变压器，因此音量仍然很大。TSFC的其他替代方案是[9,10]，其中添加了更紧凑的有源缓冲器。这些拓扑结构的组件很少，但只有在最大输出功率时效率才会很高;对于较低的输出功率效率较差。

不同的拓扑结构是反激式正激转换器。由于这种拓扑结构在 输入端口有两个变压器和一个高电流纹波，因此不建议用于高 功率[11-15]，这是本工作的目的。在[16]中，提出了一种带 有有源缓冲器的传统半桥正激转换器。这种拓扑结构很有吸引 力，因为所需的元件数量很少，但随着输出功率的降低，效率 会迅速下降。双有源桥式转换器[17-19]也可用于高功率应用， 是双向应用中的首选拓扑结构。然而，它有许多开关，控制更 复杂。

为了减小体积并提高可靠性，拓扑应该具有很少的组件。因此，与传统的半桥前向相比，将要实现的拓扑只有两个开关和两个电容器。基本电路如图2所示。图2a显示了传统的半桥正向DC / DC转换器，它在输入和输出端口都具有低纹波电流。图2b显示了ss替代方案，最初在[20]中提出。因此，本文的贡献是全面的直流和交流小信号分析，设计细节和实验结果验证了该转换器相对于传统正激转换器的优势，以及当前控制模式的使用通过在输入端口引入均衡电路。该转换器应用于100％ 电气总线，作为图1中的辅助DC / DC转换器，其规格在原型部分详述。

本文的结构如下：第2节显示了稳态分析;第3节使用获得的表达来帮助

在转换器设计中;第4节显示了小信号AC分析;第5节介绍了实验结果;第6节讨论了目前工作的结论。

稳态分析

直流分析基于图2b和图3所示转换器的主要波形.Q1 和Q3 的漏 源电压和漏电流波形表明开关导通零电流（零电流开关，ZCS） 和零关断

电压（零电压开关，ZVS）。发生ZCS是因为il1在导通时为零， 然后随着L1 斜率逐渐增加。该

Q1 中的ZVS关断发生是因为v_c1在关断时为零并且随着C1 斜率轻微增加，并且Q3 中的ZVS发生

图1 EV电源链基本图

因为v_c1达到2Vi1 并在Q3时激活Q3的反向二极管关掉。在以下段落

中，分析每个时间间隔，因此将获得设计方程式以选择L1，C1 和C2 （等于C1）作为输出和输入特性（输入电压）范围，输出电压，输出功率等）。

时间间隔1lsquo;软启动#39;：在此时间间隔内，Q1 和Q3 打开

也打开已经开启（这个条件是时间

间隔5的最终条件，如下面所描述的）图4a示出了以黑色跟踪的

基本示意图中的电流路径，以指示该时间间隔中的有效分量。

i_l 随L₁ 斜率增加直到和D₃关闭。因此，目前的表达方式是

d l

通过L2 ，电流遵循表达式

因为D3 开启了。因此，Q1 和Q3 的导通时间应远短于Delta;t1 ，以减少开关损耗。另外，Delta;t1 是通过L的电流1的函数，因此它是输出功率的函数。但是，电流斜率固定为L1 ，最初电流为零。这意味着尽管Delta;t1 是可变的，但开关的导通开始于零电流并且以L1 限制的电流结束（并且也通过开关导通

图2半桥正向DC / DC转换器

传统的

b ss替代方案

图3主要波形

整个时期

b开启和开启c关闭细节

时间）。简化的开关损耗分析表明Q1 的导通损耗可以估算为

其中fs 是开关频率，t_ON是整个的持续时间开关开启过程（不

考虑开关延迟时间），是开启过程中的能量损失，

和是Q₁的的漏源电压和漏电流。在一个共同的感性负载，

其中电流通过负载是连续的，可以估算为=

在纯电阻负载下它可以估

计为，但是，在这个电路

中和

如果（高输出功率），ss导通能量损失发生变化至

两个表达式之间的比例是

另外，在传统电路中

所以粗略估计减少量Delta;t1 gt; t_ON的导通损耗为

例如，如果

这是最大输出的拟议原型的情况下输出能量减少8倍，表达式

对Q2，Q3 和Q4也有效。

2.1 时间间隔2#39;开启状态#39;

Q1 和Q3 开启，开始时，

（忽略变压器磁化电流），D1 打开，D3 和D2 关闭。电路如图4b

所示，和如图3所示。能量转移通过充电L₂从V_i1到

当Q1 关闭时，该时间间隔结束。在那一刻，ZVS过程开始。

2.2 时间间隔3#39;软关闭 - 第一步#39;

Q1 关闭，i_l1流过C1，增加V_C1从零到Vi1。电路如图4c所示。

同样，Q1 的关闭过程应该持续远小于该时间间隔（Delta;t3）。

控制过程的等式为

其中且是最后的电流方程

（9）可以简化，因为Delta;t3 比谐振周期短得多（T0 =2pi;/omega;0），

所以i_L1可以被认为是不变的

因此，在此间隔期间，i_L2也可以被认为是常数，

在（该间隔的结束），为零，所以D1 关闭，L2 与L1，

C1 电路断开。保持为零，因为D3 有效。在这种情况下，

可以使用开启情况下使用的相同程序分析关断损耗

，同样该比率可以

估计为这与Q2相同

2.3 时间间隔4#39;软关闭 - 第二步#39;

在该时间间隔中，电路vwp = 0，如图4d所示。I_l1是流过C1，v_c甚至从Vi1 增加到值高达2Vi1 1。等式（12a）控制电路;它的解决方案是（12b）

其中Z₀ 是该过程的特征阻抗omega;0是以rad / s为单位的共振频率当il改变其极性时，Q3 可以在零电压时打开（ZVS）因1为Q 的二极管有效。Q

所应的时区关闭如图3所示.il一直流动直到半周期omega;0结束。因此，v_C1可以达到输入电压的两倍，即2V_i1这对于正确选择半导体和电容器很重要; 当i_l1改变方向时，考虑到C₁带电，返回到V_i1的最大电荷量是4V_i1C₁当i_l1改变方向时，在2V_i1 处。总之，它重要的是在输入端口有一个电容器，它可以吸收这种电荷而不会过多地增加输入电压，因此

在此间隔期间，i_L2 仅流入输出电路（D₃，L₂，R-C0）和L2 被放电

图4.每个时间间隔的电路

a软件启动

b州内

c第一步软件关断

d第二步软件关断

e关闭状态

2.4 时间间隔5#39;关闭时间#39;

在此时间间隔内，除D₃以外的每个开关都关闭，因此i_L1为零

V_L1=0，Q₃的电压达到V_i1-v_C1如在时间间隔4中，i_L2继续受控于L₂，如（7）所示。在电路图4e中，

L₂ 的占空比D可以定义为

其中Ts 是转换器的开关周期。

其余五个时间间隔等于第一个时间间隔，但和i_L1的方向相反，因此本文未提供它们并且可以以相同的方式获得。直流传递功能可以从L₂ lsquo;sees#39;的电路中获得，如图4所示.v_L2是 的（时间间隔2）或的-V₀（时间间隔1,4和5）. 因此，忽略第三时间间隔，DC传递函数是

与传统的正向转换器一样。但是，D的范围是有限的;它应该低于1，因为有一些时间用于软开启和关闭过程。

3 转换器设计

在前面的分析的基础上，可以获得几个设计规范。首先，主转换器规格如表1所示;它们被认为是选择电路元件的初始值。步骤1：基本组件，L₂ 和n。通过估算二极管D₁，D₂，D₃ 作为V_f的正向电压和V_loss中的其他电压损失的影响，计算V₀′. ，然后它取代（15）中的V₀ 为了获得变压器匝数比n

另外，L₂ 可以如下获得

其中

因为是三角波形。

步骤2：L₁。Delta;t₁ 应该比开关的导通时间（t_{sw on}）大得多，所以Delta;t₁ = k_tt_{sw on},例如k_t是5，然后L₁ 是

表1 DC / DC主要规格

图5软切换和硬切换关闭区域

图6 ss的理论模型，模拟数据和实验结果以及最大功率下电流和VCM 的小信号交流频率响应比较（P_MAX）;0 dB表示DC值

图7硬切换和ss以及电流和VCM的小信号AC频率响应

a最大功率（P_MAX）

b在P_MAX/ 3时，（0 dB表示直流值）

图8控制图

a电流模式

b电压模式

其中

步骤3：C1。第二个

资料编号：[5756]