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一种新型三相三电平逆变器三电平滞环电流调节策略

Reza Davoodnezhad，IEEE学生会员，Donald Grahame Holmes，IEEE研究员， Brendan P. McGrath，IEEE会员

摘要 - 本文提出了一种新的中性点钳位和快速电容（FC）三电平逆变器的滞环电流调节策略。该策略使用切换相脚输出电压的测量平均值来调整控制器滞后带，因为负载反电动势变化以维持接近恒定的相脚开关频率。然后将相脚开关微调到固定频率时钟，以进一步改善频率调节。接下来，测量的相脚平均电压的过零点用于在正和负开关输出电压电平之间进行选择， 使得对于全逆变器开关输出电压范围仅需要一个滞环电流调节器。对于FC逆变器，然后添加状态机以在冗余切换状态之间进 行选择以维持平衡的电容器电压。最后，通过在做出任何切换决定之前从总相位腿电流误差中减去共模相互作用电流，将控制器扩展到三相系统。由此产生的控制器实现了线路到线路谐波性能，非常接近开环相位配置脉冲宽度调制，同时保留了滞后电流调节的所有动态优势。

索引术语 - 多级滞环控制，非线性电流控制，三级磁滞电流调节，可变频带。

I.介绍

MULTILEVEL转换器现已被公认为是串联级联电源开关的最有效方式在比单个开关设备可以维持的更高的电压和功率水平下操作。两种最常见的三电平多电平拓扑结构是中性点钳位（NPC）[1]，[4]和快速电容器（FC）[2] - [4]逆变器。在许多应用中，这些转换器需要闭环电流控制，通常使用线性稳压器实现，该线性稳压器馈入基于载波的调制器[5]，[6]。然而，必须调整这些调节器以适应其负载参数，并且由于这种系统的开关频率相对较低，它们的动态响应也可能受到更高功率应用的限制[6]，[7]。相比之下，非线性电流调节策略（如滞后）很有吸引力，因为它们具有很强的负载性能。电流表变化，快速动态响应和固有过电流保护[6] - [8]。然而，随着工作条件的变化，它们的开关频率会发生很大 变化，因此难以设计输出滤波器或计算开关损耗[6]，[8]。此外，三相系统的相脚之间的切换相互作用通常会降低传统磁滞调节器的性能[9]，[20]。

滞环电流控制（HCC）在多电平逆变器中的应用更具挑 战性，提出了多种方法，如多频带（MB），多偏移（MO）， 基于时间（TB）和空间矢量（SV）策略[10] ] - [18]。MB和MO策略使用n 1个滞后带用于n电平逆变器以检测带外电流误差。然而，它们引入minus;了直流跟踪误差，并且它们的 多个频带使得难以改变频带幅度以维持恒定的开关频率。 TB策略[10]，[11]，[14]，[15]通过仅使用一组滞后带并 在检测到带外误差时在电压范围之间切换来解决此问题。 然而，它们对电流过零点处的噪声敏感，并且动态响应较 差[6]，[10]。SV策略[16] - [18]使用电流误差导数，每相脚比较器和切换表来选择最佳电压矢量以直接校正当前 相量误差。然而，不准确的负载反电动势估计会导致选择 错误的电压矢量，导致谐波性能通常比开环相位配置（PD） 调制更差[16]，[17]。它们也没有在相电压极性变化附近 实现精确恒定的开关频率操作[18]，并且由于共模电流[19]，相脚开关事件之间仍可能发生相互作用。

本文提出了一种新的滞后调节方法，克服了这些缺点。该策略直接测量平均逆变器开关输出电压，并使用这些电压来改变滞后带幅度，以保持接近恒定的开关频率[20]。然后使用这些电压的过零点来确定开关输出电压极性，使得每个相脚仅需要- -个磁滞比较器。接下来，滞后输出被解码为用于NPC的切换信号，并且使用用于FC的有限状态机(FSM) 进一步处理以维持内部FC上的平衡电压。最后，通过以与两电平逆变器相同的方式补偿共模相互作用电流，将控制器扩展到三相系统[19]，[20]。 总体结果是几乎恒,定的开关频率多级磁滞调节器，其谐波性能与三电平逆变器的最佳开环PD脉冲宽度调制(PWM) 非常相似[20]。

图1.单相桥臂NPC(左)和FC(右)逆变器的拓扑结构

表1单桥臂NPC，FC逆变器的开关状态

II.介绍NPC和FC多电平变流器的结构

图1显示了NPC和FC逆变器的单相支路的结构，通过交流反电动势E（t）馈入RL系列阻抗。 NPC逆变器通过串联连接两个两级相臂而形成，其内部“输出”通过串联二极管钳位到NP中点。 对于FC逆变器，这些钳位二极管由FC代替。 两种拓扑都可以产生三个开关输出电压电平，即V（t）= 0，plusmn;VDC。表I总结了输出电压电平，NPC开关信号和FC开关信号之间的关系。注意NPC逆变器ZERO状态只能通过接通中间两个开关（S1a（t），S2a（t））来实现。 虽然FC逆变器ZERO状态可以通过两种切换组合中的任何一种来实现。 这种状态冗余可用于调整此拓扑的调制，以便在使用PD PWM时保持平衡的FC电压[4]，[21]。

III. 恒定开关频率滞后

A.三电平逆变器的可变滞后带

从图1中可以看出，相脚KVL负载方程为

V（t）= RI（t） LdI（t）

dt E（t）（1）

其中V（t）= 0，plusmn;VDC取决于逆变器状态。

负载电流可以分为基波If（t）和开关纹波Ir（t）分量

I (t) = If (t) Ir (t)

图2.三电平滞后电流调节过程（a）参考和实际电流的视图，以及（b）三电平开关和平均输出电压的一个基本周期。注意，开关频率是人为的低，以更好地观察开关过程其中Vavg（t）= E（t） LdIf / dt是相脚开关输出的基波电压分量。

图2说明了一个完整的基本周期内的逆变器切换过程，该周期具有固定的滞后带，显示开关输出电压如何在（0， VDC）或（0，-VDC）之间变化，具体取决于所需的输出电压极性。在图2中的t1 期间（即逆变器输出电压正向），逆变器开关输出电压为 VDC，负载电流从Ilowast;minus; Ih（Ilowast;是指令电流基准）斜升 Ilowast; Ih 。在此期间（T minus; t1 ），输入电压输出电压为0，负载电流从 Ilowast; Ih 回升到Ilowast;minus; Ih 。类似地，在时段t1-（即负平均逆变器输出电压）期间，逆变器切换输出为-VDC与负载电流斜坡2Ih从Ilowast; Ih到 Ilowast;minus; Ih ，而在时间间隔（T_minus; t1_，在逆变器输出电压为0，并从Ilowast;minus; Ih 回到Ilowast; Ih 。由于Vavg（t）在切换事件之间几乎不变，这些切换时间可以从（3）确定为

在(5)中，对于两个逆变器的输出电压，都可以获得近似T =Tminus;=T=1/fsw的基本恒定开关频率当Vvag(t)和参考电流i(lowast;)发生变化。

图3.使用电流过零误差对微调变频带磁滞调节进行微调

1. 中的术语Ih max = VDC / 2Lfsw是根据系统参数设定的最大滞后带幅度，而| Vavg（t）/ VDC |是相腿平均值的绝对归一化值电压Vavg（t）。使用DSP捕获/定时器端口，可以在逐个周期的基础上无延迟地测量该电压，该端口使用连续循环内部定时器记录每个逆变器切换转换的实例,然后使用[20]计算电压。

其中T1、T2、T3是所示的开关实例。

B.与固定参考时钟的同步[20]

如果使用电流误差过零点对调节器开关进行微调以遵循固定的参考时钟，则可以进一步提高开关频率的稳定性，从而提高谐波开关性能，如图3所示。 如果在当前误差过零点和参考时钟之间出现时间误差，则可以通过使用修整滞后带来校正它。

因此，为保持恒定的开关频率而产生的总带宽变化就变成了

由于电流误差零点基本上发生在逆变器开关输出的上升和下降边缘之间(如2所示)，因此可以通过来计算。

因为开关时间是T1，T2，T3.已被dsp定时器/捕获端口记录下来，用于平均逆变电压计算，不需要额外的硬件检测来实现这个细化。

图4.(A)转接逻辑电路，将总开关信号转换为npc的门开关信号；(B)转接逻辑电路，

并将总开关信号转换成FC开关信号。

IV.三电平NPC和FC自适应可变频带编码的实现

图4示出了实现NPC和FC逆变器单相支路的多级可变频带调制系统所需的多电平调制。电路1)管理转接开关。对NPC和FC逆变器的开关信号进行处理和产生，2)检测输出电压极性变化点。

1. 管理滞后切换过程

基本的再测量操作是采用模拟再测量的方法实现的，即从目标基准测量的相位支路电流产生电流误差。然后将此错误进行比较。 将由(9)设置的可变不重合带设置为创建交换输出命令Sa，tot(t)。

图4（a）所示的NPC解码逻辑将Sa，tot（t）与极性选择信号Ra（t）组合以产生开关门信号。 对于正的基本半周期，其中Ra（t）= 1，Sa，tot（t）切换SPD，1a（t）将相位支路切换到 VDC和0 V之间，而SPD，2a（t）保持接通。 对于负基波半周期，其中Ra（t）= 0，Sa，tot（t）切换SPD，2a（t）以在0 V和-VDC之间切换相脚，而SPD，1a（t）保持OFF。

图4（b）所示的FC解码逻辑增加了一个额外的FSM，它使用SPD，1a（t）和SPD，2a（t）来逐步执行冗余0 V开关状态的“知更鸟”分配。 这确保了在内部FC上保持平衡电压，如[21]中所述。 该FSM的逻辑如图5所示，其中开关输出通过序列 VDC → 01 → VDC → 02循环，SPD，1a（t）在正的基本半周期期间切换，顺序minus;VDC → 01 → minus;VDC → 02作为SPD，2a（t）在负的基本半周期内切换。

图5.用于利用冗余零状态调制FC逆变器的FSM图

图6.（a）相电流误差和可变滞后带，（b）滞后开关信号及其基波分量，（c）修改后的滞后开关信号及其基波分量，以及（d）NPC VSI开关信号（输入到 FSM）（e）FC VSI开关信号（FSM的输出）。

图6（a）显示了与可变滞后带相比较的电流误差，而图6（b）显示了合成的比较器切换输出及其原始平均值Sa，tot，avg（t）。对于负半周 基本上，该平均电平移位 1，因为在该区域期间，比较器零输出状态选择-VDC的负有效输出，而不是0 V.因此，Sa，tot，avg（t）不适用于可变滞后带 计算，因为（6）需要切换比较器输出的绝对平均值。 为了解决这个问题，增加了额外的反相器/或逻辑以产生图6（c）所示的开关信号Sa，OR（t），其具有所需的绝对值平均波形，如图所示。 使用（7）将该信号馈入DSP比较器输入以进行平均电压计算

图6(D)示出了用于NPC逆变器的电压源逆变器(DPC)开关信号，其中每个开关的工作时间仅为基波周期的一半。菲 图6(e)示出了用于FC逆变器的VSI切换信号，其中，零状态的状态机循环分配使得每个开关在整个基本周期上连续切换，而ST 不保持PD PWM实现的谐波效益。

图7.(A)相位电流误差和可变信噪比带的观点；(B)修改的开关信号及其基本分量。

图8.基波电压过零时的实验响应(深度=0.9)。

表II

多电平逆变器参数

1. 检测输出电压极性变化

当控制电流基准值变化时，逆变器输出必须从0 Vdc到0 V之间切换，到0 V和-Vdc之间切换。DSP通过Ra管理这一过程。Ra(t)，一旦它检测到即将到来的极性变化使用两阶段过程。

首先，dsp识别开关输出信号sa(T)的平均值何时低于给定的调制深度阈值(阈值被实验设置为20%)，但是 价值不是特别重要)。根据当前参考波形的周期，该检测与可能期望极性变化的时间相关的知识相结合。这两个事件共同确定了零交叉事件即将发生。

一旦进入该区域，DSP现在可以根据开关频率基本恒定来预测下一个比较器OFF切换事件何时发生，因此

图9.三相三电平NPC逆变器(左)和三相三电平FC逆变器(右)采用三级可变带控制器结构反馈型负载。

图10.固定带和可变带HCC的实验开关频率变化(深度=0.9)

如果此时没有发生切换事件，则DSP假定需要改变输出极性，并且需要调整Ra(t)。

图7说明了这个过程，其中可以看出电流误差如何远离上滞后带而导致逆变器0 V输出电压不足以驱动电流跟随参考。 DSP识别出这种情况，切换Ra（t），逆变器输出切换到-VDC，电流立即回升到上滞后带，并重新开关。 图8确认了这种响应，其中相脚开关在过零之前被锁定到5kHz同步时钟，当输出极性接近零并且当前误差没有达到滞后时，续流多个时钟周期边界，然后重新开始切换，并在DSP反转命令输出电压极性时快速重新同步到参考时钟。

在实际应用中，变量带如何在极性变化时降低到最小值，而不是降低到近零。这是因为平均的(7)的测量，以及可变的波段计算，总是滞后于开关的一个周期。在电压过零点之后，延迟执行近零频段可以导致短期高频开关，除非它是最小值[19]。最佳的钳位值是在过度切换之间，如果太小的话。由于开关频率变化过大，导致谐波性能下降。至少20%的范围被认为是一个有效的值。

V.在三相系统中的实施

该系统可以很容易地扩展到使用三个单独的电流调节器的三级系统，如下所示。对于每个阶段，重负荷方程是

其中(T)是负载浮动中性点电压。

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资料编号：[4007]</p